W.3_NIELINIOWE UKŁADY OPERACYJNE

Prezentacja na temat: "W.3_NIELINIOWE UKŁADY OPERACYJNE"— Zapis prezentacji:

1 W.3_NIELINIOWE UKŁADY OPERACYJNE
Klasyfikacja i metody generacji funkcji nieliniowych Analogowe układy mnożące Układy logarytmiczne i wykładnicze Układy kształtujące funkcje przedziałami prostoliniowe Komparatory

2 Wzmacniacz operacyjny z nieliniowym sprzężeniem zwrotnym
Dla układu z rys..1b

3 metoda modulacji szerokości i amplitudy impulsów prostokątnych,
W analogowej technice scalonej układy mnożące mogą być realizowane kilkoma różnymi metodami, spośród których najczęściej stosowane są następujące metody: metoda modulacji szerokości i amplitudy impulsów prostokątnych, metoda z zastosowaniem operacji logarytmicznej i wykładniczej, metoda z zastosowaniem kwadratorów, metoda wykorzystująca układy różnicowe o zmiennej transkonduktancji, nazywana również metodą sterowanego podziału prądu. Najbardziej rozpowszechnioną i odznaczającą się najkorzystniejszymi cechami użytkowymi jest metoda wykorzystująca układy różnicowe o zmiennej transkonduktancji- układy Gilberta. W technologii CMOS ważną rolę odgrywają układy z elementami o charakterystyce kwadratowej.

4 czasowe, b) uproszczony schemat ideowy
Mnożenie metodą modulacji szerokości i amplitudy impulsów: a) przebiegi czasowe, b) uproszczony schemat ideowy

5 - współczynnikiem wypełnienia impulsu prostokątnego
wada - ograniczony zakres częstotliwości

6 Mnożenie z wykorzystaniem operacji logarytmicznej i wykładniczej:
a) schemat funkcjonalny układu jednokwadrantowego

7 Najprostszy układ mnożący dwućwiartkowy: a) schemat układu, b) charakterystyki

8

9

10 Układ mnożący czteroćwiartkowy: a) schemat ideowy, b) charakterystyki

11

12 linearyzacji, b) układ Gilberta
Linearyzacja charakterystyk układu mnożącego: a) charakterystyka przed i po linearyzacji, b) układ Gilberta

13 Linearyzacja układu czteroćwiartkowego z zastosowaniem przetwornika
Gilberta i oporników emiterowych

14

15 Typowe charakterystyki układu mnożącego zlinearyzowanego

16 Uniwersalne układy mnożące: a) z niesymetrycznym wejściem Z,
b) z symetrycznym wejściem Z, c) oznaczenie schematowe układu b)

17   

18 Układy z zastosowaniem kwadratorów


19 UGS>UT UDS>UGS -UT
(zakres liniowy) dla UGS>UT <UDS<UGS -UT (zakres nasycenia) UGS>UT UDS>UGS -UT

20 Podstawowy układ dzielący

21 Układ pierwiastkujący

22 Dwupołówkowy prostownik precyzyjny
Układ przetwornika wartości skutecznej

23 Układ kształtowania przebiegu sinusoidalnego

24 Detektor fazoczuły

25 aproksymacja, c) charakterystyka ogranicznika
L Ogranicznik diodowy: a) schemat, b) charakterystyka diody i przyjęta jej aproksymacja, c) charakterystyka ogranicznika

26 Diodowy układ progowy: a) nieodwracający, b) odwracający

27 SYMBOL KOMPARATORA I JEGO CHARAKTERYSTYKA PRZEJŚCIOWA
Wzmocnienie układy w obszarze przełączania:

28 Statyczna charakterystyka komparatora - model pierwszego rzędu uwzględniający offset napięcia wejściowego VOS

29 Statyczna charakterystyka – szumy komparatora
Niejednoznaczność charakterystyki w obszarze przejściowym prowadzi do powstawania jittera lub szumów fazowych.

30 Dynamiczne charakterystyki komparatora – czasy propagacji

31 Przykład prostego komparatora w postaci dwustopniowego wzmacniacza operacyjnego w układzie Millera bez kompensacji charakterystyki częstotliwościowej

32 Komparator z wyjściem przeciwsobnym push-pull
Przeciwsobne sterowanie stopnia wyjściowego uzyskano dzięki zastosowanemu nawrotnikowi na tranzystorach M8-M9

33 Autozerowanie komparatora
Przy autokompensacji komparator powinien być stabilny przy z konfigurowaniu go do wtórnika napięciowego (jednostkowe wzmocnienie przy częstotliwości ωT) . Bardzo dobrym rozwiązaniem będzie wybór struktury układowej komparatora z samokompensacją. W przeciwnym razie układ komparatora będzie wymagał kompensacji millerowskiej). Pełna kompensacja napięcia offsetu jest ograniczona zjawiskiem injekcji ładunków w procesie przełączania układu kompensacyjnego.

34 Najprostszym sposobem zmniejszania błędów injekcji ładunków (zjawiska clock feedthrough) jest stosowanie dużych pojemności. Aby zjawisko do występowało na poziomie niższym niż 0,5 mV, pojemności powinny być ok pF. Ponadto pojemności poly=poly mają pasożytnicze pojemnośći (różne dla górnej i dolnej okładki), które dodatkowo zwiększają efekt clock feedthrough o ok.. 20%. W celu minimalizacji zjawiska clock feedthrough stosuje się technikę projektowania komparatorów w pełni symetrycznych ze sterowaniem różnicowym. Schemat ideowy takiego rozwiązania przedstawiono na poniższym rysunku Jednostopniowy, w pełni różnicowy komparator w technice C-przełączane

35 Komparatory zatrzaskowe (Latched comparators)
Współczesne rozwiązania szybkich komparatorów są układami dwustopniowymi z przedwzmacniaczem poprzedzającym stopień śledząco-zatrzaskowy (track and latch stage). Typowa architektura współczesnego szybkiego komparatora

36 Przedwzmacniacz stosuje się dla uzyskania wyższej rozdzielczości i minimalizacji tzw. zjawiska szybkiego powrotu (kickback effects). Poziom napięcia wyjściowego przedwzmacniacza jest dużo niższy niż wymagany poziom sterowania układu cyfrowego. Stopień śledząco-zatrzaskujący wzmacnia sygnał z wyjścia przedwzmacniacza do wyższego poziomu w fazie śledzenia, a następnie wzmacnia go jeszcze bardziej w fazie zatrzaskiwania, gdzie zastosowane jest dodatnie sprzężenia zwrotne. Dodatnie sprzężenia zwrotne regeneruje sygnał analogowy do pełnego poziomu wymaganego do sterowania układów cyfrowych. Stopień śledząco-zatrzaskujący minimalizuje wymaganą liczbę stopni, nawet w przypadku dużej rozdzielczości, a przy tym jest znacznie szybszy niż poprzednie rozwiązanie komparatora wielostopniowego. Najczęściej przedwzmacniacz ma wzmocnienie od 4 do 10, czasami jest to bufor napięciowy o wzmocnieniu 1, a przez to jest układem szybkim. Jego eliminacja mogłaby wprowadzić znaczne ograniczenie dokładności i rozdzielczości, poprzez zjawisko szybkiego powrotu (kickback effects). Kickback oznacza transfer ładunku albo do lub z wejścia, gdy stopień śledząco-zatrzaskujący przechodzi z fazy śledzenia do fazy zatrzaskiwania . Ten transfer ładunku jest wywoływany przez ładunek potrzebny do załączenia tranzystorów w obwodzie dodatniego sprzężenia zwrotnego, a także przez ładunek który musi być usunięty z wyłącznych tranzystorów w obwodzie śledzącym. Bez przedwzmacniacz lub bufora, ładunki związane z efektem kickback wchodzą na wejście układu sterującego i powodują duże zakłócenia, w szczególności gdy impedancje widziane z obydwu wejść wzmacniacza nie są perfekcyjnie dopasowane. W komparatorach o dużej rozdzielczości stosuje się również pojemności sprzęgające i klucze zerujące dla eliminacji wejściowego napięcia dla offsetu i błędów związanych ze zjawiskiem clock feedthrough.

37 Dwustopniowy komparator z przedwzmacniaczem, układem śledzącym i zatrzaskującym

38 Wpływ szumów wejściowych na przełączanie komparatorów:
a). bez histerezy b). z histerezą

39 Komparator (przerzutnik Schmitta) na wzmacniaczu operacyjnym z histerezą nieodwracającą
VTRP- Lower Trip Point VTRP+ Upper Trip Point

40 Progi przełączania komparator z histerezą nieodwracającą
VTRP- Lower Trip Point VTRP+ Upper Trip Point Wyznaczenie wartości VTRP+ Upper Trip Point Wyznaczenie wartości VTRP- Lower Trip Point Wyznaczenie szerokości histerezy:

41 Komparator (przerzutnik Schmitta) na wzmacniaczu operacyjnym z histerezą odwracającą
VTRP- Lower Trip Point VTRP+ Upper Trip Point

42 Progi przełączania komparator z histerezą odwracającą
VTRP- Lower Trip Point VTRP+ Upper Trip Point Wyznaczenie wartości VTRAP+ Upper Trip Point Wyznaczenie wartości VTRP- Lower Trip Point Wyznaczenie szerokości histerezy:

43 Przerzutnik Schmitta Dokica kompatybilny do systemów cyfrowych
Zaczynają przewodzić M1 i M3 Zaczynają przewodzić M5 i M6