Pobieranie prezentacji. Proszę czekać

Pobieranie prezentacji. Proszę czekać

1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w obszarze liniowym obowiązuje w przedziale napięć: U_GS>U_T i 0

Podobne prezentacje


Prezentacja na temat: "1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w obszarze liniowym obowiązuje w przedziale napięć: U_GS>U_T i 0

1

2 1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w obszarze liniowym obowiązuje w przedziale napięć: U_GS>U_T i 0

3 2. Transkonduktancję gm w małosygnałowym modelu tranzystora MOSFET wyznacza się przy: składowej stałej napięcia UDS = UGS - UT U DS = const, U BS = const

4 3. Częstotliwość graniczną f T tranzystora MOSFET wyznacza się przy: galwanicznym zwarciu drenu ze źródłem dla składowej zmiennej składowej zmiennej napięcia u ds = 0

5 4. Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego w konfiguracji OE: przecinają się z osią U_CE w początku układu współrzędnych I C =f(U CE ) wyznacza się przy prądzie bazy I B = const ekstrapolowane charakterystyki wyjściowe tranzystora w konfiguracji OE przecinają się z osią U_CE w punkcie U_AN, gdzie U_AN - napięcie Early’ego

6 5. Dla małosygnałowego modelu tranzystora bipolarnego: zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego β wyznacza się przy galwanicznym zwarciu na wyjściu kolektora z emiterem Kondunktancja wejściowa jest dużo większa niż kondunktancja wyjściowa

7 6. Pomiędzy częstotliwościami granicznymi f α, f β, f T tranzystora bipolarnego zachodzą relacje: f β < f α < f T f β > f T > f α

8 7. Napięcia kolektor- emiter UCEQ w spoczynkowych punktach pracy w układach zasilania tranzystorów bipolarnych z dwójnikiem RECE w obwodzie emitera i rezystorem RC w obwodzie kolektora (rys. a) oraz z dwójnikiem RECE w obwodznie emitera i transformatorem w obwodzie kolektora (rys.b), przy UCC=12V w obu układach, spoczynkowym prądzie kolektora ICQ=1mA i obu układach, RE=1kΩ o obu układach oraz RC=5kΩ w układzie (a) (transformator obciąąony jest po stronie wtórnej rezystancją RL, pominąć rezystancje uzwojeń, przekładnia transformatora wynosi p=(z1/z2) układ a); UCEQ= 6 V układ b); UCEQ= 11 V Rozwiązanie za pomocą zalezności z prawa kKirchoffa, można także przedstawić za pomocą statycznej prostej ptacy w polu charakterystyk wyjściowych: a) b)

9 8. Proste (Rys.1 ) i kaskodowe (Rys.2) lustro prądowe na tranzystorach bipolarnych. Minimalne napięcia wyjściowe w tych lustrach w przybliżeniu wynoszą: Rys.1); U OUTmin = U EBP ≈ 0,7 V Rys.2); U OUTmin = 2U EBP ≈ 1,4 V

10 9.Proste (Rys.3) i kaskodowe (Rys.4) lustro prądowe typu „high swing” na tranzystorach PMOS: minimalne napięcia wyjściowe w lustrach w przybliżeniu wynoszą (napięcie progowe V Tp = - 0,6 V): Rys. 3); U Omin = V T ≈ - 0,6 V. 4); U Omin = -2 V T ≈ - 1,2 V Rys. 3); U Omin = V T ≈ 0,6 V. 4); U Omin = V T ≈ 0,6 V

11 10. Które z poniŜszych relacji podanych w tabelce są prawdziwe?

12 11.We wzmacniaczach RC, jeśli w tranzystorze nie uwzględnimy oddziaływania zwrotnego z wyjścia na wejście, to w konfiguracjach OE (rys.5) lub OS (rys.6) prawdziwe są zależności: wraz ze zwiększaniem rezystancji źródła sterującego R g rośnie rezystancja wejściowa wzmacniacza. rezystancja obciążenia R L nie ma wpływu na rezystancję wejściową wzmacniaczy

13 12. W układzie na poniższym rysunku mamy: R C = 12 kΩ, R L = 12 kΩ, r be = 4 kΩ, rce → ∞, rezystancje dzielnika R1 i R2 są na tyle duże, że obciążający wpływ tego dzielnika można pominąć, R g = 4 kΩ, współczynnik wzmocnienia prądowego β =100. Skuteczne wzmocnienie napięciowe w tym układzie wynosi: k us = − 65 k us = – 75

14 Korzystamy z następujących zależności, które wyprowadzamy z małosygnałowego modelu układu: Skuteczne wzmocnienie napięciowe: Wzmocnienie napięciowe: Rezystancja wejściowa (G_B to równoległe połączenie rezystorów R1 R2):

15 13. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym w postaci tranzystora PMOS w połączeniu diodowym. Transkonduktancje tranzystorów są równe:g mn = 0,2 mS dla NMOS, g mp = 0,1 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: g dsn = g dsp = 0,005mS. Rezystancja obciążenia RL= 1 MΩ i można przyjąć: RL → ∞. Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe: ku ≈− 2; rout ≈50 kΩ ku ≈− 2; rout ≈100 kΩ

16 Wzmocnienie napięciowe: Rezystancja wyjściowa:

17 14. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym ze źródłem stałoprądowym na tranzystorach PMOS z kanałem wzbogacanym. Transkonduktancje tranzystorów są równe:g mn = 0,1 mS dla NMOS, g mp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: g dsn = g dsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL= ∞. Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe: ku ≈− 10; rout ≈100 kΩ

18 15. Inwerter CMOS jako małosygnałowy wzmacniacz OS. Transkonduktancje obydwóch tranzystorów są równe: g mn = 0,15 mS dla NMOS, g mp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: g dsn = g dsp = 0,005 mS. Rezystancja obciąąenia RL= ∞. Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe: ku ≈− 30; rout ≈100 kΩ

19 Ponownie, korzystając z zalezności małosygnałowego modelu: Wzmocnienie napięciowe: Rezystancja wyjściowa

20 16. Para różnicowa na tranzystorach bipolarnych. Prądy polaryzacji baz tranzystorów IB wymusza: stałoprądowe napięcia sterujące U1, U2 źródło prądowe I, które rozpływa się na (IB1+ IC1) + (IB2+IC2), pod warunkiem, że sygnały sterujące U1, U2 są źródłami napięciowymi lub są zwarte do masy

21 17.Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach PMOS (Rys. c)). Parametry wzmacniacza: g m1,2 = 0,2 mA/V ; g ds1,2 = 0,002 mA/V ; g ds3,4 = 0,003 mA/V, układ zostanie obciążony rezystancją R L = 300 kΩ. Wzmocnienie dla sygnałów różnicowych U G1 = Ur ; U G2 = 0) i rezystancja wyjściowa wynoszą k ur ≈ 24,01 ; R o ≈ 120,48 kΩ k ur ≈ 40 ; R o ≈ 200 kΩ

22 Z modelu małosygnałowego:

23 18. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach pnp. Jak wzmacniacz ten przenosi na wyjście sygnały różnicowe, a jak sygnały sumacyjne? Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak napięcie różnocowe na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu niesymetrycznym jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki.

24 19. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach PMOS. Wyznaczyć wzmocnienie dla sygnałów różnicowych i rezystancję wyjściową, gdy:gm1,2 = 0,2 mA/V ; gds1,2 = 0,002 mA/V ; gds3,4 = 0,003 mA/V

25 20. Wyznaczyć 3dB częstotliwość graniczną nieodwracającego wzmacniacza operacyjnego ze sprzężeniem prądowym, zrealizowanym na symetrycznym wzmacniaczu prądowym o częstotliwości granicznej 10 MHz i wzmocnieniu stałoprądowym ki = 4,1 w którym zastosowano: R1 = 10 k, R2 = 50 k.

26 21. Niesymetryczny wtórnik emiterowy w klasie A polaryzowany źródłem prądowym na tranzystorze npn w obwodzie emitera (rysunek poniżej). Prawdziwe są zależności: Wzmocnienie napięciowe jest równe:

27 22. Niesymetryczny wtórnik źródłowy w klasie A polaryzowany źródłem prądowym na tranzystorze NMOS w obwodzie źródła (rysunek poniżej). Z podanych informacji jest prawdziwe są? Wzmocnienie napięciowe jest równe: Rezystancja wyjściowa jest równa:

28 23. Symetryczny wtórnik emiterowy w klasie A : Napięcie ui może być dołączone poprzez kondensator sprzęgający. Przy ui = 0, uO = 0 V Diody D1 i D2 zapewniają odpowiednią polaryzację Tranzystorów T1 i T2. Tranzystor T1 przy dodatnim półokresie sygnału sterującego pracuje jako źródło emisyjne a tranzystor T2 przy ujemnym półokresie sygnału sterującego pracuje jako źródło absorpcyjne.

29 24. We wzmacniaczu, którego wzmocnienie k u = 100, f g = 1 MHz zastosowano ujemne sprzężenie zwrotne, w którym transmitancja toru sprzężenia zwrotnego β = 0,01. Po zastosowaniu tego sprzężenia, parametry wzmacniacza będą wynosiły: k uf = 10, f gf = 1,5 MHz; k uf = 50, f gf = 2 MHz;

30 25. Dla charakterystyk częstotliwościowych układu wzmacniacza w oparciu o kryterium Bodego, warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych wzmocnienia otwartej pętli. W tym celu sprawdza, czy dla pulsacji :

31 26. Ujemne sprzężenie zwrotne prądowe – równoległe we wzmacniaczu dwustopniowym: a) Zwiększa rezystancję wejściową, zwiększa rezystancję wyjściową. b) Zwiększa rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową. c) Zmniejsza rezystancję wejściową, zwiększa rezystancję wyjściową. d) Zmniejsza rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową. e) Nie ma wpływu na rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową. Przy ujemnym sprzężeniu zwrotnym: Szeregowe – impedancja wejściowa rośnie Z inf = Z in ( 1 + k u ß u ) Równoległe – impedancja wejściowa maleje Y inf = Y in ( 1 + k iu ß iu ) USZ napięciowe: Z of = - impedancja maleje USZ prądowe: Y of = - admitancja maleje

32 27. Ujemne sprzężenie zwrotne napięciowe – szeregowe we wzmacniaczu dwustopniowym: a).Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia) podaje się przez rezystor na emiter lub źródło tranzystora pierwszego stopnia, które dołączone są do masy poprzez niezerowe rezystancje lub impedancje. b).Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia) podaje się przez rezystor na bazę lub bramkę tranzystora pierwszego stopnia. c). Zmniejsza rezystancję wejściową wzmacniacza. d). Nie daje się zrealizować, ponieważ wzmacniacz dwustopniowy nie odwraca fazy sygnału wejściowego. e). Zwiększa rezystancję wyjściową.

33 28. Kompensacja charakterystyk częstotliwościowych wzmacniaczy operacyjnych (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje: a). Metoda kompensacji charakterystyk częstotliwościowych, nazywana kompensacją biegunem dominującym, jest jednakowo skuteczna dla wzmacniaczy operacyjnych w technologii bipolarnej jak i w technologii CMOS. b). Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej pomiędzy wyjściem drugiego stopnia i wejściem pierwszego stopnia i ten sposób kompensacji charakterystyki częstotliwościowej nazywany jest autokompensacją. c). Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej pomiędzy wyjściem drugiego stopnia i wejściem pierwszego stopnia i ten sposób kompensacji charakterystyki częstotliwościowej wzmacniacza nazywany jest kompensacją biegunem dominującym.

34 28. Kompensacja charakterystyk częstotliwościowych wzmacniaczy operacyjnych (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje: d). We wzmacniaczu z kompensacją charakterystyk częstotliwościowych maksymalna możliwa prędkość zmian napięcia wyjściowego SR (slew rate) ograniczona jest wydajnością źródła prądowego zasilającego stopień wejściowy wzmacniacza. e). We wzmacniaczu z kompensacją charakterystyk częstotliwościowych maksymalna możliwa prędkość zmian napięcia wyjściowego SR (slew rate) nie zależy od pojemności kompensującej.

35 29. Wzmacniacze: odwracający i nieodwracający, zrealizowane na wzmacniaczach operacyjnych: Przy R1 = 10 k_; R2 = 100 k_; wzmocnienia układów wynoszą: układ odwracający; układ nieodwracający: a). kuf = −10 kuf = 10 b). kuf = − 10 kuf = 11 c). kuf = −11 kuf = 10 d). kuf = 10 kuf = 11 e). kuf = 11 kuf = −10 dla odwracającego wzmacniacza mamy wzmocnienie równe - R2/R1 = - 10 dla nieodwracającego, (1 + R2/R1) = 11.

36 30. W integratorze zrealizowanymi na rzeczywistym wzmacniaczu operacyjnym (z kompensacją biegunem dominującym), ωg = 500 sec(-1) ; ωT = 500 ・ 10 5 sec(-1) ; R1 = 10 k_; C = 10 nF; całkowanie zachodzi w paśmie: a) ω { 1 ・ 10 −8 sec(−1) ÷ 500 ・ 10 5 sec(−1)} b). ω { 1 ・ 10 −9 sec(−1) ÷ 500 ・ 10 5 sec(−1)} c). ω { 0,5 ・ 10 −9 sec(−1) ÷ 500 ・ 10 5 sec(−1)} d). ω { 1 ・ 10 −8 sec(−1) ÷ 500 ・ 10 −1 sec(−1)} e). ω { 1 ・ 10 −9 sec(−1) ÷ 500 ・ 10 6 sec(−1)} - częstotliwość integratora.

37 31. Transmitancje filtrów bikwadratowych są następujące: dolno-przepustowej, górno-przepustowej, środkowo- przepustowej, środkowo-zaporowej

38

39 32. Częstotliwość rezonansowa stratnego obwodu rezonansowego jest równa f0 =10 MHz, zaś jego dobroć Q0 = 20. Moduł impedancji Z tego obwodu rezonansowego maleje o 3 dB względem wartości f0 przy częstotliwościach: Lub : f 3db =

40 33. Rezonator kwarcowy, w porównaniu z konwencjonalnymi obwodami rezonansowymi charakteryzuje się wyjątkowo dużą dobrocią, zawierającą się w zakresie od kilkudziesięciu tysięcy do kilku milionów. Jest to wynikiem: a). dużej wartości stosunku r k/C, przy stosunkowo małej indukcyjności k L. b). dużej wartości stosunku C k/ L, przy stosunkowo małej rezystancji strat rk. c). dużej wartości stosunku L k/ C, przy stosunkowo małej rezystancji strat rk. d). małej wartości stosunku L k/ C, przy stosunkowo małej rezystancji strat rk. e). małej wartości stosunku L k/ C, przy stosunkowo duŜej rezystancji strat rk. Wartości elementów układu zastępczego w zależności od wykonania rezonatora mogą się zmieniać w bardzo szerokich przedziałach w przypadku indukcyjności Lk od ok. 0,1H do 200H, pojemności Ck od kilku setnych do kilku dziesiątek pF, rezystancji strat do setek omów.

41 34. Na rysunku przedstawiono model zastępczy środkowego stopnia rezonansowego wzmacniacza LC z tranzystorami MOSFET: Przyjmując: gm = 0,5 mA/V; G0 = 0,006 mA/V; G11 = 0,01 mA/V; gds = 0,004 mA/V ; L = 10 μH ; C22 = 0,5 pF, C11 = 1 pF., moduł wzmocnienia w rezonansie wynosi: a). ku0 = − 25 b). ku0 = 50 c). ku0 = − 50 d). ku0 = 30 e). ku0 = 25 -pulsacja rezonansowa : -dobroć obciążonego układu rezonansowego: -moduł wzmocnienia w rezonansie:

42 35. W układach w. cz. niesymetryczne wzmacniacze róŜnicowe OC-OB, w porównaniu ze wzmacniaczami kaskodowymi, charakteryzują się: a). W kaskodzie nie występuje efekt Millera, natomiast w układzie OC-OB występuje efekt Millera. b). Układ OC-OB. charakteryzuje się dużo lepszymi właściwościami częstotliwościowymi w porównaniu z właściwościami szerokopasmowymi kaskody. c). W układzie OC-OB, a także w kaskodzie, nie występuje efekt Millera. d). Temperaturowe zmiany napięć U BE tranzystorów w układzie OB-OC są takie same jak w kaskodzie. e). Wzmocnienie układu OB-OC jest dużo większe niż kaskody. Transkonduktancja wzmacniacza różnicowego przy wyjściu niesymetrycznym jest o połowę mniejsza od transkonduktancji kaskody. Układ wzmacniacza różnicowego w porównaniu z kaskodą ma tą zaletę, że temperaturowe zmiany napięć UBE tranzystorów kompensuja się. Dodatkowo - wpływ efektu Millera może zostać zmniejszony poprzez zastosowanie kaskody lub kaskadowego wzmacniacza.

43 36. W monolitycznym układzie stabilizatora kompensacyjnego, np. uA723, UIN = 12 V, UREF = 6 V. Aby uzyskać stabilizowane napięcie wyjściowe UOUT = 3,0 V, należy dobrać dzielniki rezystancyjne RA – RB (dzielnik próbkujący napięcie wyjściowe) oraz RC – RD (dzielnik próbkujący napięcie referencyjne): Dla Uout < Uref : RA = 5 k, RB = ∞, RC = 10 k, RD = 10 k Uout > Uref:

44 37. W układzie z ograniczeniem prądu obciążenia: UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UZ2 = 3,3 V, UBEP = 0,7 V, UD = 0,7 V, IOUTmax = 0,5 A. W tym celu rezystancja R5 powinna być równa:

45 38. W układzie z redukcją prądu zwarcia: UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UBEP = 0,7 V, R5 = 1,0, R6 = 3 k, R7 = 7 k. Prąd zwarcia IZW w tym układzie wynosi:

46

47

48

49 Gdy klucz jest zamknięty

50 Dobrze. U 0 = 2* Uin*α / p, gdzie p to przekładnia U kmax = 2* U in = 2* 320 = 640 [V]

51 Dobrze, Przy mniejszych częstotliwościach stosuje się tranzystory bipolarne. Przy dużych mocach stosuje się tranzystory IGBT.

52 Źródło u b reprezentuje szumy termiczne rezystancji r bb’ Szumy cieplne wytwarzane są przez fizyczne rezystancje rozproszone obszarów bazy, emitera i kolektora. Nieregularne przechodzenie nośników przez obszar ładunku przestrzennego złącza kolektorowego daje szum śrutowy. W złączu baza-emiter powstaje szum 1/f oraz szum wybuchowy co wiąże się głównie ze zjawiskami powierzchniowymi i ze zjawiskami rekombinacji w objętości bazy.

53 Dobrze Szumy cieplne w tranzystorach MOSFET są związane z konduktancją przewodzącego kanału. Szumy 1/f są zdeterminowane głównie przez zjawiska powierzchniowe. Tranzystory MOSFET mają lepsze właściwości szumowe w zakresie w.cz. niż tranzystory JFET. Tranzystory MOSFET mają wyższy poziom szumów w zakresie niskich częstotliwości niż JFET.

54 W9 Sprawność energetyczna wzmacniacza klasy A jest zależna od kwadratyu współczynnika wysterowania a sprawność energetyczna wzmacniacza klasy AB jest zależna liniowo od współczynnika wysterowania

55 Źle Jeśli ui=0 to przewodzi tranzystor T1 i napięcie na wyjściu uo=Ucc Dioda D zapewnia polaryzację tranzystora T1 Dioda D2 pracuje jako element przełączający i zapewnia właściwą tracę tranzystorów T1 i T2, nie dopuszczając do ich jednoczesnego przewodzenia. Gdy prąd ma taki kierunek jak zastrzałkowany, to płynie on przez D2 i T2, wtedy T1 nie przewodzi. Gdy prąd ma odwrotny kierunek to D2 nie przewodzi zabezpieczając przed równoczesnym przewodzeniem T1 i T2. Tranzystor T1 przy dodatnim półokresie sygnału sterującego pracuje jako źródło emisyjne a tranzystor T2 przy ujemnym półokresie sygnału sterującego pracuje jako źródło absorpcyjne.

56 Jednym ze sposobów zwiększania sprawności energetycznej wzmacniacza klasy D jest wprowadzenie czasów martwych w przebiegach PWM napięć sterujących tranzystorami stopnia końcowego.


Pobierz ppt "1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w obszarze liniowym obowiązuje w przedziale napięć: U_GS>U_T i 0

Podobne prezentacje


Reklamy Google